PROCEDIMIENTO DE TRANSMISiÓN Y DE ESTIMACiÓN DEL TIEMPO DE LLEGADA EN SISTEMAS
DE LOCALIZACiÓN ACÚSTICOS BASADOS EN MODULACiÓN DFT-S-DMT
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SECTOR DE LA TÉCNICA
La invención pertenece al área técnica de la tecnología electrónica y de las
comunicaciones. Dentro de este área, y atendiendo a su aplicación, se encuadra en el
campo de los sistemas sensoriales acústicos.
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ESTADO DE LA TÉCNICA
Los sistemas de localización acústicos actuales basados en la detección del instante de
llegada, emplean habitualmente técnicas de espectro ensanchado por secuencia directa
(DSSS, Direct-Sequence Spread Spectrum) , las cu ales permiten mitigar los problemas
1S que presentaban los primeros sistemas de medición de distancias basados en la
detección de envolvente de la señal recibida [J. Borenstein y Y. Koren. Obstacle
avoidanee wilh u/lrasonie sensors. IEEE Journal 01 Robotics and Automation. 4 (2) : 213
218, 1988]. Estos problemas son la alta sensibilidad frente al ruido, escasa veracidad en
las estimaciones de instantes de llegada e incapacidad para acceder simultáneamente al
20 mismo canal por más de un emisor.
El primer sistema de localización acústico basado en técnicas DSSS fue propuesto en [M.
Hazas y A.Ward. A high performance privacy-orienled location system. En Proc. of the 1st
IEEE Inlernalional Conference on Pervasive Computing and Communications (PerCom
25 2003). páginas 216-223. Dalias (Estados Unidos). marzo 2003.1. el cual se basaba en el
empleo de secuencias pseudoaleatorias para modular en modulación por desplazamiento
de fase binaria (BPSK, Binar y Phase Shift-Keying) una portadora senoidal y estimar el
tiempo de llegada mediante correlación. Desde entonces, este tipo de esquema de
transmisión/detección en los sistemas de localización acústicos se ha popularizado en los
30 últimos años, existiendo numerosos trabajos que emplean este tipo de técnicas.
No obstante, estos esquemas siguen presentando ciertos inconvenientes como son la
dificultad para limitar las emisiones dentro de la banda de paso de los transductores y la
baja robustez frente al desplazamiento Doppler, según el tipo de secuencia
pseudoaleatoria empleada [J. A. Paredes, T. Aguilera, F. J. Alvarez, J. Lozano y J.
Morera. Ana/ysis of Doppler Effecl on the Pulse Compression of Oifferent Codes Emitted
by an Ultrasonie LPS, Sensors, vol. 11 , no. 11 , pp. 10765-10784, Noviembre 2011], [D. F.
Albuquerque, J. M. N. Vieira, S. 1. Lopes, e. A. e. Bastos, P. J. S. G. Ferreira, Indoor
S acoustic simulator for ultrasonic broadband signals with Doppler effecl. Journal of Applied
Acoustics, Volume 97, October 2015, Pages140-151].
Esto es especialmente importante en sistemas de localización en los que se hace uso
del micrófono de teléfonos inteligentes como receptor, en los que el ancho de banda
10 empleado es bastante limitado y el usuario puede encontrarse en movimiento. En estos
sistemas, la modulación empleada suele ser espectro ensanchado por Chirp (CSS, Chirp
Spread Spectrum) , en los cuales se debe emplear un protocolo de comunicación de alto
nivel para determinar el instante de llegada.
15 Finalmente existe un número limitado de trabajos en los que se hace uso de
modulaciones multiportadora en sistemas de localización acústicos. En ellos se utiliza la
técnica de espectro ensanchado por salto en frecuencia (FHSS, Frequency-Hoppíng
Spread Spectrum) [M. M. Saad, C. J. Bleakley, S. Dobson. Robusl High-Accuracy
Ultrasonic Range Measurement System. IEEE Trans. Instrumentation and Measurement,
20 60 (10) :3334-3341] o bien multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM,
Orlhagonal Frequency-Division Multiplexing) con dos únicas portadoras donde el tiempo
de llegada se estima mediante diferencias de fase [A. Ens, L M. Reindl, J. Bordoy y J.
Wendeberg. Unsynchronizafed Ultrasaund System for TOOA Localization. En Proc. of the
International Conference on Indoor Positioning and Indoor Navigation, pp. 1-9, 2014]. En
25 ellos se asume el receptor estático y no se considera los efectos adversos del efecto
Doppler en este tipo de modulaciones a excepción de [e. Bleakley, M. Taylor. System
and melhod for tracking a range af moving object. WO 2014131894 A2] donde se emplea
FHSS para el seguimiento de objetos.
30 El uso de OFDM en sistemas de localización acústicos permite ajustar de forma eficiente
el ancho de banda de la señal modulada a la respuesta en frecuencia del transductor, así
como una implementación eficiente mediante transformada inversa/directa y rápida de
Fourier (IFFT/FFT, Inverse Fast Fourier TransformlFast Fauner Transfarm). No obstante,
OFDM presenta ciertas limitaciones para sistemas de localización acústicos. En primer
lugar, la necesidad de emplear un modulador en cuadratura a la salida de la IFFT para transmitir la salida compleja en la banda de frecuencia deseada. Siendo por tanto imprescindible la recuperación del reloj (estimación de la fase y frecuencia del oscilador local) para reconstruir de forma efectiva la señal recibida, lo cual introduce cierta complejidad en el receptor. En el caso de realizar la demodulación no coherente mediante correlación con las portadoras en fase y cuadratura, se degrada la estimación del tiempo de llegada, siendo por tanto menos evidentes sus ventajas frente a sistemas de posicionamiento basados en DSSS.
En segundo lugar, OFDM puede presentar una elevada relación pico-valor medio de potencia (PAPR, Peak-to-Average Power Ratio) a la salida del modulador, lo cual reduce la relación señal a ruido de cuantización (SQNR, Signal-to-Quantization-Noise Ratio) del conversor digital-analógico así como la eficiencia del amplificador empleado a la entrada del transductor. Todo ello conlleva una menor relación señal-ruido en el receptor, dando lugar a una mayor tasa de errores en la estimación del instante de llegada, pese a los esfuerzos de algunas investigaciones (D. F. Albuquerque, J. M. N. Vieira, S. 1. Lopes, C.
A. C. Bastos, P. J. S. G. Ferreira, OFDM Pulse Des;gn w;th Low PAPR far Ultrasan;c Location and Positioning Systems. En Proc. 2013 International Conference on Indoor Positioning and Indoor Navigation (IPIN 2013) ].
La presente invención presenta un procedimiento de transmisión y de detección del instante de llegada para sistemas de localización acústicos basados en una modulación por multitono discreto, ensanchado por transformada discreta de Fourier (OFT-S-DMT, Oiserete Fourier Transform -Spread -Discrete Multitone Modulation) no coherente, la cual conserva las ventajas de OFOM al tiempo que reduce el PAPR de la sefial a transmitir y evita el uso de moduladores en cuadratura. Asimismo el procedimiento propuesto permite mejorar la detección del tiempo de llegada mediante la estimación de la velocidad del receptor y la compensación del efecto Ooppler.
EXPLICACiÓN DE LA INVENCiÓN Esta invención presenta un procedimiento de estimación del instante de llegada de señales acústicas para sistemas de localización, basado en una modulación OFT-S-OMT no coherente y capaz de compensar el efecto Doppler. El sistema de localización contemplado está formado por un número N, (N?:.1 ) de estructuras de posicionamiento (lPS, Local Positioning Syslem) compuestas a su vez por un conjunto de al menos 3 balizas emisoras. Éstas transmiten de forma simultánea o multiplexada en el tiempo, secuencias moduladas en OFT-S-DMT para posicionar un elemento móvil dentro del área de cobertura de los LPS mediante multilateración hiperbólica (sin sincronismo entre balizas y elemento móvil) o esférica (con sincronismo entre balizas y elemento móvil). Asimismo en el sistema de localización de la invención, es necesario el sincronismo entre balizas de un mismo LPS, siendo innecesario dicho sincronismo entre balizas de distintos LPS.
La Modulación por Multitono Discreto (DMT, Discrele Mulfitone Modulation) se define como:
2M-1
7:, [lI J == fq [m] · Jh", , , /Ud: n = O,... , 2M -1
m=O
Donde fq{m] es el símbolo transmitido en la sub-banda m y cumple la propiedad de simetría hermítica, f, [2M-m[ = f, [ml"; ', [mI" es el complejo conjugado de f, [m] ; M es el número total de canales de idéntico ancho de banda en los que se divide el espectro entre O y FJ2; Fs la frecuencia de muestreo del emisor y Tq{n] es la salida del modulador DMT en banda base de duración 2M muestras. Este tipo de modulación puede implementarse de forma eficiente mediante una IFFT de 2M puntos.
En esta invención se emplean secuencias Zadoff-Chu para la estimación del tiempo de llegada; no obstante podría emplearse cualquier otro tipo de secuencias con buenas propiedades de correlación. Las secuencias Zadoff-Chu se definen como:
donde Llzc es un número impar igual a la longitud de la secuencia y q es un número entero conocido como raíz. Por tanto, Sq[~ es la secuencia Zadoff-Chu generada con la raíz q y asignada a la entrada del modulador DMT para un emisor dado. Para alojar la secuencia en la banda de paso del transductor, cada bit de la secuencia Zadoff-Chu debe introducirse en los canales de la IFFT que se corresponde con las frecuencias de interés, mientras que el resto de canales deben ponerse al valor O. Por tanto, el símbolo de entrada al modulador DMT, tras aplicar la simetría hermítica es igual al siguiente vector de longitud 2M:
I, [m[ = [O,.... O, s;[O[,... , s;[L, zc -1], s, [L, zc -1],... , s, [0[, 0,... , 0[
Es posible generar una familia de secuencias Zadoff-Chu con bajas correlaciones cruzadas si la diferencia de raíces q para cada par de secuencias es un número primo relativo a la longitud L1zc. Esto se puede conseguir de forma sencilla si Llze es un número primo impar, pennitiendo de esta forma generar hasta L1zc -1 secuencias para las raices q={1 , "', L'lO -1}.
Con el fin de minimizar el PAPR de la señal modulada en DMT, esta invención emplea OFT-S-DMT, la cual se puede expresar como:
2M-l
T, / [n] = 2..: Fq[m]. cj27fm../ 2lo.l; 11 = O,... , 2M
7, , =0
Donde FII[m] es igual a:
F, [m) = ]0..... 0, 5;[0[,... , 5; [LlZc -1], 5, , ]LIZC -1['... , 5, [0], 0,... , O]
y Sq[k) , OS k S L, lO -1, representa la transformada discreta de Fourier de la secuencia Zadoff-Chu Sq[n, definida como:
I:.lzc-t
Sq[k] = L 8'1[IJ. , ::-j27<1;1/1:.1""
¡", o Donde Llze < M. Por tanto, cada una de las balizas del sistema de localización acústico transmite por un modulador DMT las secuencias Zadoff-Chu en el dominio de la frecuencia, tras realizar una FFT de Llze puntos y reordenar los canales a la entrada del modulador. Estas transformaciones constituyen en su conjunto la modulación DFT-SDMT, la cual introduce de forma similar a las técnicas DSSS de portadora única, una ganancia de proceso igual a MILlze. No obstante, la modulación DFT-S-DMT conserva las ventajas de las modulaciones multiportadora, pudiendo ajustar el ancho de banda de la
señal transmitida al ancho de banda del transductor, así como realizar la igualación de señal en el dominio de la frecuencia de forma eficiente. Nótese que en el caso en que L1zc = M, la modulación OFT-S-DMT se reduce a la modulación DMT.
S 10 Dada la auto-correlación periódica ideal de las secuencias Zadoff-Chu de longitud Llzc un número primo impar, este tipo de secuencias tiene una densidad espectral de potencia constante, reduciendo por tanto el PAPR de la señal transmitida. Por tanto, la modulación OFT-S-DMT mantiene las ventajas de OFDM para sistemas de localización acústicos, al tiempo que minimiza el PAPR (minimizando por tanto el consumo de las balizas) y permite realizar la detección del tiempo de llegada de forma no coherente.
15 La estimación en el receptor del instante de llegada de las secuencias moduladas en DFT -S-DMT y transmitidas simultáneamente por las balizas de cada uno de los LPS se calcula siguiendo la siguiente métrica para cada una de las señales transmitidas:
,
[' 11' (;-1
P (d) ~
I: n[H m[. S; [mi ", , , , , o donde R[m] es la señal recibida demodulada, obtenida tras realizar las siguientes operaciones:
1. FFT de una ventana deslizante de 2M puntos de la señal recibida, afectada por la respuesta en frecuencia del transductor y el canal acústico. El comienzo de la ventana deslizante aplicada para la detección de la secuencia transmitida queda definido por el índice d.
2. Selección a la salida de la FFT de los canales empleados durante la transmisión.
El instante de llegada de la señal acústica estimada (ti) puede expresarse como:
d= argmax P (d)
La métrica P (d) puede realizarse de forma equivalente en el dominio del tiempo mediante un banco de oorreladores acoplados a cada una de las señales transmitidas por las balizas, Tq[n] , y calculando la envolvente del resultado mediante la transformada de Hilbert.
Una vez realizada la estimación del instante de llegada de cada una de las señales transmitidas por el LPS (d) , es posible estimar la velocidad lineal del receptor debido a la expansión/compresión de la señal acústica producida por efecto Doppler. Siendo T5 el periodo de muestreo de las señales transmitidas por cada una de las balizas, Tq (n) , el movimiento relativo emisor-receptor tiene el efecto equivalente al remuestreo de la señal con un periodo Td expresado como:
Donde v/e, referenciado como a en adelante, se corresponde con el factor de expansión/compresión de la señal recibida debido al efecto Doppler.
Suponiendo que la velocidad relativa emisor-receptor es constante durante el tiempo en que transcurre la emisión de dos periodos de Tq[n) , el factor de compresión puede expresarse como:
Donde Le es el periodo de emisión en muestras de las señales transmitidas por las balizas y Lr es la duración en muestras de un periodo de la señal recibida, afectada por el efecto Doppler. En esta invención, la estimación Lr se realiza a partir del cálculo del número de muestras entre correlaciones de dos periodos consecutivos de la señal recibida con cada Tq[n]. Por tanto, por cada correlador acoplado a cada señal Tq (n], se estima una velocidad lineal a partir del factor a. Con el fin de reducir los errores en la estimación, es posible calcular la media de la velocidad lineal estimada por cada uno de los correladores acoplados a cada baliza.
Finalmente, el desplazamiento Doppler estimado puede compensarse mediante el remuestreo de la señal de entrada o mediante filtros de mínima varianza.
DESCRIPCiÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 muestra el diagrama de bloques del sistema de localización acústico contemplado en la invención.
la Figura 2 muestra el diagrama de bloques del procesado requerido para la generación de las señales a emitir por cada baliza así como las transformaciones sufridas debidas al filtrado del transductor (2.5) y del canal acústico (2.6) , junto con el algoritmo de detección del instante de llegada.
La Figura 3 muestra el diagrama de bloques de la realización preferente del módulo de correlación (2.9) sin considerar el efecto de filtrado del transductor ni del canal acústico.
La Figura 4 muestra un esquemático del procedimiento de estimación del factor de expansión/compresión de la señal recibida debido al efecto Doppler.
MODO DE REALIZACiÓN Tal y como se muestra en el diagrama de bloques del sistema de localización acústico de la invención, Figura 1, éste está formado por un número N de estructuras de localización (1.1) , cada una de ellas con áreas de cobertura que pueden solaparse entre si (1.2) (1.3) (1.4). En este sistema, un elemento móvil (1.5) , con independencia de otros que puedan posicionarse simultáneamente, es capaz de adquirir las señales acústicas de los LPS, posicionarse y seguir rutas de navegación (1.6) dentro del área de cobertura del sistema global
Las secuencias Zadoff-Chu son transformadas al dominio de la frecuencia mediante una FFT de L, ze punlos (2.1 ) , posteriormente la salida de la misma se reordena de modo que se cumpla con la propiedad de simetria hermítica y se transmita a las frecuencias de paso de los transductores (2.2). Las secuencias se transforman de nuevo al dominio del tiempo mediante una IFFT de M puntos (2.3) y se pasa a través de un conversor serieparalelo (2.4) el cual introduce zero-padding para separar las emisiones consecutivas. La señal a emitir por cada baliza, Tq[n] es filtrada por el transductor (2.5) y afectada por la respuesta impulsiva del canal (2.6a) y ruido (2.6b). En el receptor, la señal recibida y digitalizada pasa a través de un conversor serie-paralelo para realizar la FFT de M muestras de la señal de entrada; a la salida de la misma, los canales en los que se introdujo en el emisor la secuencia Zadoff-Chu son utilizados para calcular la métrica P (d) (2.9). La salida de dicho bloque es utilizado por un detector de picos (2.10) para estimar el instante de llegada al receptor, d, de la señal emitida Tq (n).
En la Figura 3 se muestra el diagrama de bloques de la realización preferente del módulo de correlación (2.9) sin considerar el efecto de filtrado del transductor ni del canal acústico. En esta situación, la señal recibida contiene un retardo de duración desconocido (3.1) y la señal transmitida Tq[n] con duración 2M muestras (3.2). Para cada Tq[n] y valor d, se realiza el producto escalar de la señal transmitida Tq[n] con una ventana deslizante de 2M muestras de la señal de entrada (3.3) con comienzo en la muestra d de la señal recibida. El máximo valor del producto escalar se producirá cuando d = d (3.4).
Mientras, en la Figura 4, se muestra un esquemático del procedimiento de estimación del factor de expansión/compresión de la sefial recibida debido al efecto Doppler. El número de muestras entre la primera transmisión de Tq[n] (4.1) y la segunda (4.2) , es conocido e igual a Le. En recepción, la separación en muestras entre el primer periodo (4.3) y el segundo (4.4) se calcula mediante la estimación del número de muestras entre los picos de correlación detectados. Esta separación en situación estática del receptor es igual a Le muestras, mientras que al estar afectado por Doppler esta separación es igual a Lr. En la Figura 4 se representa el caso particular en el que Lr es menor que Le y por tanto el receptor se acerca hacia las balizas, produciendo la compresión de la señal recibida (Td<
Ts). También puede darse el caso de expansión de la señal recibida (Td > Ts ).
Con el fin de minimizar el número de operaciones necesarias, la realización preferente de los módulos de transformadas de Fourier de la Figura 2 se basan en la FFT o en la IFFT. Por otro lado, el tamaño M de las transformadas IFFT y FFT del modulador DMT y la frecuencia de muestreo del emisor, Fs, deben escogerse teniendo en cuenta que dichos parámetros fijan el ancho de banda de cada sub-banda a un valor igual Fsl2M. Por tanto, cada una de las balizas que conforman los N LPS debe transmitir una secuencia ZadoffChu por las sub-bandas situadas dentro de la banda de paso del transductor y generadas con raíces q, cuya diferencia entre las usadas por pares de balizas sea igual a un número primo relativo a Llze; de modo que sus correlaciones cruzadas sean bajas.
El sistema puede hacer uso de la realización preferente de la Figura 3 o bien mediante la correlación en el dominio del tiempo de la señal recibida con la señal emitida y el posterior cálculo de su envolvente con una transformada de Hilbert.
El detector de picos que sigue al carreladar puede detectar el máximo valor de la misma o bien puede estar basado en una umbralización estática o dinámica. Asimismo, el módulo detector de picos puede proporcionar instantes absolutos de su detección, en cuyo caso es necesario una señal de sincronismo, o bien puede proporcionar los instantes de detección relativos a la ocurrencia de un pico de referencia. Finalmente, el procedimiento de la invención se implementa preferentemente en dispositivoS
programables tipo arrays de bloques lógicos programables (FPGA, Field Programmable Gale-AlTay) o procesadores digitales de señal (DSP, Digi/al Signal Processors).
APLICACiÓN INDUSTRIAL Sistemas de localización acústicos de personas y/o objetos, Sistemas de detección de obstáculos por ultrasonidos (sonar aéreo y marino). Sistemas de evaluación no destructiva de materiales, Sistemas de comunicación acústicos.
